Појачавач снаге класе Г

Већина аудио појачавача снаге је мање ефикасно него класа Б. На примјер, класа АБ је значајно мање ефикасна на доњој граници своје могућности, док је јасно да класа А губи готово сву енергију која улази у њега. Израда појачавача веће ефикасности је теже. Класа D, која користи ултразвучну импулсну модулацију широког опсега, обећава високу ефикасност и понекад је чак и пружи, али је без сумње сложена технологија. Практична ефикасност класе D почива на детаљима дизајна струјног кола и карактеристика уређаја. Очигледно неизбјежни ЛЦ излазни филтер – макар други ред – може дати само раван одзив у једној импеданси оптерећења, а његове магнетске игле није јефтино нити лако дизајнирати. Постоји вјероватноћа да ће се јавити одређене обесхрабрујуће ЕМЦ тешкоће са емисијама. Класа D није привлачан предлог за висококвалитетна кућна појачала, која морају радити са одвојеним звучницима непознатих карактеристика импенданце.

Међутим, постоји метод класе Г. Струја се повлачи из шина за напајње високог или ниског напона, зависно од потребе сигнала. Требало је дуго времена да ова технологија заживи, али се сада користи код појачала јако велике снаге за велике ПА системе, гдје је важна уштеда електричне енергије, а појављује се и код кућних биоскопских система. Ако имате седам или осам појачавача напона умјесто два, губици које они остварују су значајнији. Класа Г је чврсто постављена у субвуферима на струју, па чак и у драјверима АДСЛ телефонских линија. То је технологија чије је вријеме дошло.

Принципи класе Г

Музика има највећи до средњи размјер. Већину времена је излаз струје далеко испод највишег нивоа, а то омогућава побољшану ефикасност класе Г. Чак је и основне статистичке податке за овај размјер за различите жанрове музике изненађујуће тешко наћи, али је широко прихваћено да распон од 10 dB за компресовани рок до 30 dB за класични материјал покрива већину околности.

Ако сигнал већину времена буде на ниском напону, онда ће, док год то траје, нисконапонски појачивач бити много ефикаснији. Током већине времена се нижи излази напајају са напојних шина најнижег напона, са нисконапонским прекидачем између шине и излаза и одговарајуће малим губицима. Најпопуларније конфигурације класе Г имају два или три пара шина за напајање, од којих су два обично за хи-фи, док су три уобичајенија код високонапонских ПА појачала.

Када дође до релативно ријетких високих напона, њих мора прихватити одређени механизам који може повлачити високи напон, што изазива велике интерне губитке, али се то дешава само током кратких периода. Ови ријетки максимуми изнад нивоа преноса долазе из високонапонског пара шина за напајање. Очигледно је да прелази са једне на другу напојну шину представљају суштину ствари, а свако ко је икада урадио дизајн било којег струјног кола ће одмах почети да размишља о томе колико је лако или није да се то оствари једноставно са сигналом од 20 кХз.

Постоје два основна начина да се организује систем двоструких напојних шина: редни и паралелни (односно, скретница). Ово поглавље се бави само конфигурацијон редног система, с обзиром на то да има највећу примјену код хи-фи. Паралелна верзија се најчешће користи код високонапонских ПА појачавача.

Увођење редне везе класе Г

Конфигурација редне везе излаза класе Г код које се користи два напона шина је дата на графикону 10.1. Такозвани унутрашњи уређаји су уређаји који раде у класи Б. Уређаји који врше пребацивање шина на сигналним максимумима се називају спољашњи. Овдје је презентован тип ЕФ фазе излаза због своје веће робусности у односу на локалну ХФ нестабилност, иако се ЦФП конфигурација може користити умјесто унутрашњих, спољашњих, или оба излазна уређаја, ако се посвети одговарајућа пажња. За максималну ефикасност електричне енергије, унутрашња фаза обично се одвија у класи Б, иако не постоји апсолутно ниједан разлог због којег не би могла да се одвија у класи АБ или чак класи А. Касније ће се разматрати ове интригантне могућности. Ако су унутрашњи електро уређаји у класи Б, а спољашњи реализују много мање од 50% циклуса, чиме су ефективно у класи C, онда ово треба означити класом Б+C. Знак + означава серије, а не везу скретницом(схунт-ом) између спољашњих и унутрашњих електро уређаја. Ову основну конфигурацију је развио Хитацхи како би смањио расипање топлоте из појачала. Музички сигнали су већином на ниским нивоима, имају висок однос максималне и средње вриједности, а губитак енергије се у великој мјери смањује повлачењем из нижих ±В1 напојних шина у том тренутку.

Унутрашња фаза ТР3, 4 функционишу у нормалној класи Б. ТР1, 2 су уобичајени драјвери, а Р1 је њихов заједнички емитер са отпорником. Потребан је уобичајени Вбиас генератор компензован температуром, који је овдје приказан теоретски подијељен на пола како би се одржала симетрија струјног кола када је фаза стимулисана помоћу СПИЦЕ.

Prikaz 10.1 Izlazna faza serije klase G, alterntivno klasa B+C.Naponi i vrijednosti komponente su tipične. Unutrašnja faza je klasa B EF.

С обзиром на то да унутрашњи електро уређаји раде у класи Б, мора се пратити њихова температура како би се одржали услови мировања. Енергија из нижег напајања се повлачи кроз Д3 и Д4, који се често називају комутационим диодама, како би се нагласила њихова активност смјене напонских шина. Ријеч „комутација“ избјегава замјену са уобичајеним прелазом класе Б на нулте волте. Ниво на којем се јавља смјена напојних шина се назива нивоом транзиције/прелаза.

Када позитивни тренутни сигнал пређе могућност проводника ниже шине +В1 Д1, пале се ТР5 и ТР6, а Д3 се гаси, тако да се цијела излазна струја сада не преузима из високонапонске шине +В2, при чему пад напона и губитак струје дијеле ТР4 и ТР6. Негативни сигнали се рјешавају на потпуно исти начин. Приказ 10.2 показује како се напони колектора унутрашњих електро уређаја повлаче са излазне шине како се приближава нижем напоју.

Приказ 10.2 Излаз фазе класе Г и напони колектора унутрашњих излазних уређаја

Заједничко мишљење је да класа Г има лошију линеарност неко класа Б, а кривица за то се обично придаје диодама и проблемима са њиховом комутацијом. Постоје и други проблеми код линеарности, који не настају због инертних диода, како ће се брзо показати. Садржано је у принципу класе Г да ако и дође до застоја, они се дешавају само код умјерене или јаче струје и добро се уклањају са критичне разводне површине гдје појачивач проводи највише времена. Појачивач класе Г има подручје слабе струје праве линеарности класе Б, као што и појачавач класе АБ има површину слабе струје правог учинка класе А.

Ефикасност класе Г

Стандардно математичко извођење ефикасности класе Б са синусоидом користи једноставну интеграцију током половине циклуса како би се израчунао интерни губитак у односу на фракцију напона, односно, фракције могућег осциловања излазног напона. Као сто је познато, максималан губитак топлоте у класи Б је око 40% максималне излазне енергије, код излазне фракције напона од 63%, што такође даје 40% максималне излазне снаге оптерећењу. Математика је једноставна јер облик сигнала не варира у облику са излазним нивоом. Претпостављена је свака могућа идеализација, као што је нулта стабилна струја, без емитера са отпорнисима, без Вце (сат) губитака, итд. У класи Г, са друге стране, облици сигнала су снажна функција излазног нивоа, који захтијевају варијабилне границе интеграције, итд., и све постаје неподесно за руковање.

Метод симулације помоћу СПИЦЕ, који је описао Селф[4] је много једноставнији, иако је донекле напоран и може користити било који улазни облик сигнала, на основу чега даје дијаграм за дијељење струје (ППД), који показује како се струја која се повлачи из напајања дистрибуира између губитка код излазног уређаја и корисне струје у оптерећењу.

Нико не спори да синусоиде представљају лоше симулације музике у овом случају, а њихова најзначајнија предност је то што омогућавају директно поређење коришћењем чисто математичког приступа. Међутим, с обзиром на то да је цијела сврха класе Г уштеда енергије, а облик сигнала који се користи има снажан ефекат на резултате, овдје је фокус на ППД појачала са стварним музичким сигналима, или у било којој мјери, на њихово статистичко представљање. Троугаони приступ функције могуће дистрибуције (Пробабилитy Дистрибутион Фунцтион - ПДФ)

Приказ 10.3 даје троугаони ПДФ ППД за конвенционалну класу Б ЕФ, док приказ 10.4 је за класу Г са ±В1/В2=50В и ±В1=15В, односно, са односом В1/В2 утврђеним на 30%. ППД даје енергију која је изгубљена у сва четири излазна уређаја, оптерећење и укупну количину која је повучена са напојних шина. Показује како је улазна снага подијељена на уређаје за оптерећење и излаз. Укупна количина износи нешто мање од улазне снаге, а остатак отпада, као обично, на губитке у драјверима и Ре-има. Треба имати у виду да је губитак снаге у класи Г заједнички, иако се не дијели подједнако, за унутрашње и спољашње уређаје, а то помаже код ефикасног коришћења силицијума.

Приказ 10.3 Дијаграм дијељења снаге за конвенционално појачавач класе Б која се бави типичним музичким сигналом са троугаоном функцијом вјероватноће густине (Пробабилитy Денситy Фунцтион). X оса представља звук.

Приказ 10.4 Дијаграм подјеле снаге за класу Г са В1/В2=30%. Сигнал има троугаони ПДФ. X оса представља звук; спољашњи уређаји не остварују губитке док се не достигне -15 dB

На приказу 10.4, доња површина представља снагу која је изгубљена у унутрашњим уређајима, а већа површина одмах изнад представља исто за спољашње уређаје. Постоји само једна површина за сваки од њих јер у класи Б и класи C само једна страна појачала врши провођење у одређеном тренутку. Губитак код спољашњег уређаја је раван нули испод прага смјене напојних шина на -15 dB испод максималног излаза. Укупан губитак код уређаја при пуној излазној снази је смањен са 48 W у класи Б на 40 W, што на први поглед можда не изгледа као добар повраћај за удвостручавање снаге транзистора и драјвера.

Приказ 10.5 показује исти ППД али са ±В2 = 50В и ±В1 = 30В, односно, са В1/В2утврђеним на 60%.

Приказ 10.5 Дијаграм за дијељење снаге за класу Г са В1/В2=60%. Троугаони ПДФ. У поређењу са приказом 10.4, унутрашњи уређаји остварују већи губитак, а спољашњи уређаји готово никакав, осим при максималној јачини звука

Нисконапонска површина се сада шири до -6 dB пуне снаге, али је губитак унутрашњег уређаја већи због већих напона шина В1. Резултат је да укупна снага уређаја при пуном излазу је смањена са 48W у класи Б на 34W, што представља дефинитивно побољшање. Бројка која се односи на ефикасност је јако осјетљива на начин на који се однос напона шина упоређује са карактеристикама сигнала. Кућна хи-фи појачала не раде пуном јачином звука све вријеме, а у стварности је извјесно да ће нижа опција за В1 напон дати мање опште губитке.

Услови магнетисања

Услови магнетисања у излазној фази су много сложенији него за класу Б. Потребна су два додатна генератора за магнетисање Вбиас3, Вбиас4 да би се омогућило паљење ТР6 прије него ТР3 остане без напона из колектора. Ови додатни напони за магнетисање нијесу критични, али већина не пада прениско, или не постају превисоки. Уколико се ови напони за магнетисање поставе прениско, тако да се спољашњи уређаји упале прекасно, онда Вце преко ТР3 постаје пренизак, а његова способност давања струје је смањена. Приликом оцјене овог питања треба имати у виду најнижу импедансу оптерећења које је планирано да покреће појачавач и струју коју ће повлачити из излазних уређаја. Фиксне Зенер диоде нормалне комерцијалне толерације су прилично тачне и довољно стабилне за подешавање Вбиас3 и Вбиас4.

Алтернативно, ако је напон за магнетисање постављен прениско, онда ће се спољашњи транзистори укључити прерано, а губитак топлоте у унутрашњим електро уређајима постаје већи него што је потребно за правилан рад. Задње наведени случај је мањи проблем, тако да ако постоји дилема, треба одабрати да ова поларизација буде већа, а не ниска.

Оригинално Хитацхиструјно коло ставља Зенере у ред са путањом сигнала до унутрашњих драјвера како би се успоставила излазна мирна поларизација, при чему се њихов напон одузима од главног генератора поларизације, која је постављена на 10В или слично томе, много већи напон него обично (види приказ 10.6). СПИЦЕ симулација је показала да присуство Зенер диода на путањи ка унутрашњим електро уређаја даје лошу линеарност, што и није изненађење. Такође постоји проблем да ће на услове стабилности утицати промјене у Зенер напону. Магнетни генератор 10В, ако је уобичајени Вбе мултипликатор, ће имати много већи коефицијент температуре за правилно термално праћење.

Према томе, преуређујем магнетисање на начин како је представљено на приказу 10.1. Путања појачала сада иде директно до унутрашњих уређаја, а два додатна напона за магнетисање су на путањи ка спољашњим уређајима. С обзиром на то да оне не контролишу директно исход, линеарност ове путање је од малог значаја. Зенери су ван путање напријед, а генератор за магнетисање може бити стандардан. У смислу температуре се мора бити спојен са унутрашњим електро уређајима. Спољашњи уређаји немају утицаја на услове стабилности.

Питања линеарности серија класе Г

Линеарност серија класе Г се често доводе у питање због тешкоћа са комутацијом напојне шине. Диоде Д3, Д4 морају бити електро уређаји који су у стању да раде са 12 ампера или више, а конвенционалним силицијумским диодама исправљача, које могу радити са таквом струјом, је потребно дуго времена да се искључе због њихових носача за акумулирање струје. То има следећи неповољан ефекат: када се напон катоде Д3 подигне изнад В1, диода покушава да се нагло искључи, али њени носачи струје задржавају кратку али велику повратну струју када се искључи са споја. Ова струја се напаја преко ТР6 у покушају да као пратилац емитера одржи прави напон свог емитера. До сада је све добро.

Међутим, када престане струја у диодама, ТР6 и даље врши снажно провођење, због сопственог носача акумулиране струје. Додатна струја која се укључује за повратно напајање Д3 сада иде преко колектора ТР3, која је прихвата због ниског Вце код ТР3 и просљеђује је за потребе напајања преко емитера ТР3 и Ре.

Овај процес демонстрира СПИЦЕ комутација прелазне симулације; види приказе 10.7 и 10.8. Треба имати у виду да се јављају само два оваква догађаја по циклусу – не четири, јер се јављају једино када се диоде искључе. У оригиналном Хитацхи дизајну, овај проблем се наводно рјешава коришћењем брзих транзистора и релативно релативно брзих златом легираних диода, али према Сампеи и др., ово је само дјелимично успјешно.

Сада је једноставно искоријенити овај проблем. Сцхотткy електро диоде су доступне, што није био случај 1976. и много су брже због недостатка мањих носача и акумулатора набоја. Имају додатну предност малог пада напона код велике струје од 10А или више. Најзначајнија препрека је релативно низак повратни задржани напон, али, на срећу, код коришћења у класи Г, комутационе диоде су у најгорем случају само изложене разлици између В2 и В1, а то је случај једино када је појачавач у нисконапонском домену рада. Још једна добра ствар код Сцхотткy електро диода јесте да оне изгледају робусне. Ја сам изнова подвргавао Моторола уређаје од 50 амп снази од 60 амп и више од тога без иједног квара. То је добар знак. Бодље у потпуности нестају са СПИЦЕ површине ако су комутационе диоде Сцхотткy исправљачи.

Приказ 10.7 Бодље изазване акумулатором струје код конвенционалних диода, симулиране на 10 кХз. Оне се јављају једино када се диоде искључе, тако да постоје само двије по циклусу. Ове бодље у потпуности нестају када се у СПИЦЕ моделу користе Сцхотткy диоде

Приказ 10.8 Затварање прелаза. Струја у диоди се повећава како се исход подиже изнад нуле, онда се нагло враћа како носачи струје долазе под утицај обрнутог магнетисања. Бодља на излазном напону се усклађује са наглим заустављањем обрнуте струје код диоде

Статичка линеарност

СПИЦЕ симулација показује у приказу 10.9 да је статичка линеарност (односно, да занемаривање динамичких ефеката попут акумулатора струје код диоде) много лошија него код класе Б. Код класе Б обично постоје осцилације код добити око прелазне површине, тачно исте величине и облика као и код конвенционалне класе Б, али сада такође постоје кораци у добити на ±16В. Такође је приказан резултат са унутрашњим уређајима намагнетисаним у двотактну класу А и доказује да кораци појачања нијесу ни на који начин повезани са деформацијом развођења. С обзиром на то да је ово DC анализа, кораци појачања не могу бити резултат брзине смјене диода или друге динамичке појаве, а одмах се сумња на Еарлy ефекат. (Еарлy ефекат је повећање струје колектора када се напон колектора повећа, чак и ако Вбе остаје константан.) Када дође до неочекиване деформације у СПИЦЕ симулацији ове врсте, а коначна транзисторска бета и повезана базна струја изгледа мало вјероватна, најкориснија дијагностичка техника је да се искључи симулација еарлy ефекта за сваки транзистор наизмјенично. Код СПИЦЕ транзисторских модела, еарлy ефекат се може у потпуности онеспособити утврђивањем параметра ВАФ много веће вриједности него што је задати 100, као што је 50,000.

Приказ 10.9 СПИЦЕ симулација показује варијације у инкременталној појачајну ЕФ типа у излазној фази серија класе Б. Кораци добијени у транзицији (на ±16В) настају због раног ефекта у транзисторима. Путања класе А је број један, након које слиједи оптимална класа Б. Овдје су унутрашњи колектори драјвера повезани са замијењеним колекторима унутрашњих електро уређаја, како је дато у приказу 10.1

Овај експеримент је укратко демонстрирао да је кораке појачања изазвао у цјелости Еарлy ефекат, који дјелује како на унутрашње драјвере, тако и на унутрашње излазне уређаје. У потпуности се одустало од корака појачања. Када ТР6 почне да дјелује, ТР3 Вце се више не смањује како излаз постаје позитиван, али значајно константан како се емитер Q6 креће нагоре истом брзином као и емитер Q3. Ово има ефекат нагле промјене у добити, које природно деградирају линеарност.

Овај ефекат се јавља код драјвера и излазних уређаја у истој мјери. Може се лако елиминисати у драјверима њиховим напајањем са спољашње а не унутрашње напојне шине. То спречава нагле промјене у стопи варирања драјвера Вце. Побољшање линеарности се може видјети у приказу 10.10, гдје су се кораци појачања преполовили. Резултујуће струјно коло је дато у приказу 10.11. Губитак енергије код драјвера се природно повећава повећањем Вце драјвера, али је то толико мали дио струје која се користи да се цјелокупна ефикасност не смањује значајније. Очигледно је да није практично да се примјењује исти метод на излазне уређаје, јер се тада нисконапонска шина не би никада користила, а појачавач више не би радио у класи Г. Нискосигналне фазе природно морају радити са спољашњих шина да би биле у могућности да генеришу амплитуду пуног напона за покретање излазне фазе.

Сада смо отклонили неправилности код комутационе диоде и преполовили величину нежељених корака појачања у излазној фази.

Приказ 10.10 Повезивање колектора унутрашњег драјвера са спољашњим В2 шинама смањује еарлy ефекат нелинеарности у њима и полови транзиционе кораке појачања

Приказ 10.11 Излазна фаза класе Г са драјверима који се напајају са спољашњих напојних шина

Са овим побољшањима која су уведена, практично је да следећи корак буде дизајн појачавач класе Б са средњим опсегом ТХД испод 0.002%.

Практични дизајн класе Г

Дизајн појачавача класе Г који је дат овдје користи јако шему ниског сигнала која је слична електричном појачавачу Бламелесс класе Б, јер је познати да сам по себи генерише јако малу деформацију. Ако се користе спецификоване напон за напајање од ±50 и ±15В, максимална излазна струја је око 120W у 8 Ω, а транзиција смјене шина се јавља на 28W.

Дизајн обухвата различите технике и прате Бламелесс амп класе Б,иако неке особине потичу из Тримодала-а и појачала инваријантног оптерећења .Истакнути примјер је повратна мрежа ниског шума, комплетна са својом опцијом улазног пуњења за потребе обезбјеђивања високе импендансе када је потребно. Ограничавање са једним нагибом VI је укључено у циљу заштите оф преоптерећења. То реализује Q12, 12. Приказ 10.12 показује струјно коло.

Приказ 10.12 Дијаграм струјног кола појачавача класе Г

Контролисање деформације малог сигнала

Деформација фаза малог сигнала се одржава малом истим методама као и код дизајна других појачавача. Диференциони пар улазне фазе Q1, 2 добија локални феедбацк од Р5 и Р7 у циљу одлагања покретање трећег хармоника деформације 1. Интерне реваријације у овим уређајима су сведене на најмању мјеру коришћењем необично високог краја струје од 6 мА. Q3, 4 су дегенеративно струјно огледало које намеће тачну равнотежу струје колектора Q1, 2 чиме спречава производњу друге хармонијске деформације. Улазни отпор (Р3+Р4) и феедбацк отпор Р16 су направљени једнаки и необично ниски, тако да се основна струја не поклапа са излазом из улазних уређаја, а бета варијације дају минималан DC оффсет. Вбе се не поклапа у Q1 и Q2, али су оне сувише мале у односу на ефекте лб. Чак и ако су Q1 и Q2 типови високог напона са релативно малом бета вриједношћу, DC оффсет напон на излазу треба одржавати испод ±50 мВ. Ово је адекватно за све осим најзахтјевнијих апликација. Ова техника мале импенданце елиминише потребу пресетовање равнотеже или DC серво система, који је најприкладнији.

Доња вриједност за Р16 подразумијева пропорционално нижу вриједност за Р15 како би се одржало исто појачање, а ово смањење укупна импенданса која се запажа код Q2 значајно побољшава учинак код шума. Међутим, ниска вриједност Р3 плус Р4 на 2к2 даје улазну импендансу, која није довољно висока за многе апликације.

Није проблем ако појачавач треба да има додатну инпут фазу, као што је балансирани линијски пријемник. Правилан одабир оп-амп ће омогућити фази да покреће 2к2 импендансу без генерисања додатне деформације. Треба имати у виду да ће додавање такве фазе – чак и ако је правилно дизајнирана и ако се користе најбољи доступни оп-амп – значајно деградирати однос сигнала и шума. Разлог томе је што шум који производи сами појачавач је веома мали, тако да ће га готово све што се уради у вези са струјом озбиљно деградирати.

Ако нема одвојене инпут фазе, онда се морају предузети други кораци. Оно што је потребно на улазу појачала је мали DC отпор, али велики АЦ отпор. Другим тијечима, потребно је или 50 Х пригушивача или рекурс на неки облик почетног пуњења. Сигнал на бази Q2 је готово потпуно исти као инпут, тако да средњу тачку Р3 и Р4 покреће Ц3, а што се тиче улазних сигнала, Р3 има високу АЦ импендансу.

Присуство Р9 ограничава фактор почетног пуњења, јер је сигнал на споју Р3-Р4 мало мањи него у бази Q2, али је адекватан. Када је Р9 постављен на 100Р, АЦ улазна импенданца се подиже на 13к, која треба да буде довољно висока за готово све сврхе. Вриједности веће од ове значи да је потребан инпут буффер фаза.

Вриједност приказаног Ц8 (1000µФ) даје ролл-офф ЛФ у вези са Р15, а то је – 3dB на 1,4 Hz. Сврха није немогуће проширени суб-басс, већ избјегавање повећавања ниске фреквенције приликом деформације због ефекта нелинеарности у Ц8. Овдје се не мозе дефинисањати нискофреквентне ширине опсега система – ово се мора раније урадити у сигналном ланцу, гдје се може правилно имплементирати са прецизнијим неелектролитским кондензатором. Заштитне диоде Д1 до Д4 спречавају оштећења Ц2 ако се појачавач суочи са грешком која доводи до засићења у било којем смјеру. Чини се да је то изузетно сумњиво мјесто за постављање диода, али с обзиром на то да обично немају АЦ или DC напон на себи, не ствара се деформација која се може мјерити или открити.

Волтаге Амплифиер Стаге (ВАС) Q11 се појачава пратиоцем емитера Q10 унутар Миллер компензационог прстена, тако да се повећава локални негативни феедбацк који линеаризује ВАС. Тиме се дјелотворно елиминише нелинеарност ВАС-а. Овај начин смањивања локалног феедбацк-а такође смањује импендансу колектора ВАС-а, тако да није потребно да ВАС буффер спречава деформацију 4 (пуњење ВАС колектора нелинеарном улазном улазном импенданцом излазне фазе). Миллер кондензатор Цдом је релативно велики на 100пФ, за оптерећивање унутрашњих капацитета транзистора и струјно коло чиме дизајн чини предвидљивим. Стопа орбта се израчунава као 40 V/усец искоришћености у сваком смјеру. ВАС колектор Q7 представља стандардан извор струје.

Готово сви ТХД из Бламелесс појачавача потичу из деформације развођења, тако да је од велике важности одржавање стабилних услова како би се то свело на најмању мјеру. Генератор за магнетисање за ЕФ излазну фазу, било да је у класи Б или класи Г, је потребан за отказивање Вбе варијација четири споја у ред, два драјвера и два излазна уређаја. То звучи тешко, јер се губитак код два типа уређаја прилично разликује, али је проблем лакши него што изгледа. У ЕФ типу излазне фазе, губитак код драјвера је готово константан у складу са варијацијама излазне снаге, тако да се проблем смањује праћењем два споја излазних уређаја. Генератор за магнетисање Q18 је стандардни Вбе појачавач, са Р23 који је одабран за свођење варијација код услова стабилности на најмању мјеру приликом промјене напојне шине. Генератор за магнетисање треба да буде у контакту са врхом једног од унутрашњих излазних уређаја, а не са самим хладњаком. Ова позиција даје много бржи и не толико умањени термални феедбацк Q8. Струјно коло ВАС колектора обухвата не само генератор за магнетисање Q8 већ и два Зенера Д8, Д9, који одређују колико рано долази до смјене шина како се емитери унутрашњих уређаја приближавају унутрашњим (ниско) напонским шинама.

Излазна фаза је одабрана као тип ЕФ (емитер-фоллоwер) јер је познато да је мање подложан паразитским или локалним осцилацијама него што је случај код ЦФП конфигурације, а с обзиром на то да се и са овим дизајном у истој мјери ишло у непознато, чинило се мудрим да се буде опрезан гдје је то могуће. Р32 је уобичајени заједнички отпорник емитера за унутрашње драјвере. Спољашњи драјвери Q16 и Q17 имају сопствене отпорнике емитера Р33 и Р36, који имају уобичајену улогу у успостављању разумне струје у драјверима када се укључе, како би повећали проводљивост драјвера, као и у убрзавању искључивања спољашњих излазних уређаја обезбјеђивање руте за носиоце напајања да напусте основе излазног уређаја.

Како је горе описано, колектори унутрашњег драјвера су повезани са спољашњим шинама како би се минимизовали кораци појачања изазвани наглом промјеном у напону колектора када дође до транзиције шина.

Доношење одлуке о величини хладњака који је потребан за ово појачавач није лако, углавном зато што топлота коју губи појачавач класе Г у великој мјери зависи од напона одабраних шина за напајње и сигналних статистика. Дизајну класе Б, који даје 120W у 8Р, би требао хладњак са термалном резистенцијом реда 10Ц/W (по каналу). Добро полазиште за верзију класе Г која даје исту снагу би била око половина величине, односно 20Ц/W. Сцхотткy комутационе диоде не захтијевају много хлађења, јер врше провођење само у размацима и имају мали пад напона. Обично је прикладно да се поставе на главни хладњак, чак ако то значи да ће се већину времена гријати а не хладити

Перформанса

Приказ 10.13 показује ТХД на 20W/50W (у 8 Ω) и тиме се демонстрира да је дизајн практични конкурент Појачавачима класе Б. Упоредите ове резултате са Приказом 10.14 горе, узетим за Беспрекорно појачавач класе Б од 50 W, 8 Ω. Доња крива Приказа 10.14 је за 30 кХз опсег фреквенције, који се користи да би се демонстрирао недостатак деформације испод 1 кХз; Податак о ТХД изнад 30 кХз је у овом случају је безначајан с обзиром да су исфилтрирани хармоници. Све честице класе Г су узете на 80 кХз да би се обезбиједило да се било какви застоји вишег реда правилно измјере.

Приказ 10.13

Приказ 10.14

Приказ 10.15 показује да је стварни ТХД остатак на 50 W излазна снага. Застоји од степена пораста су више назубљени него укрштене сметње, што се очекује од излазне фазе појачаних честица у Прказима 10.9, 10.11. Приказ 10.16 потврђује да на 20W, испод транзиције, у овом предјелу, гдје појачавач има највише изледа да потроши већину времена, нема никаквих компромиса у вези квалитета.

Приказ 10.15

Приказ 10.16

Приказ 10.17 показује ниво поређења са ТХД, демонстрирајући како се ТХД повећава око 28 W како почиње пренос. Кораци на око 10W немају било какве везе са појачавачима – они су сметње настале због интерне промјене распона у мјерном систему.

Приказ 10.17

Приказ 10.18 показује стварне користи од напајања унутрашњих драјвера спољним изворима напајања. У СПИЦЕ симулацији (видји горе) кораци појачања су приближно преполовљени по величини овом модификацијом а Приказ 10.18 прописно потврђује да се ТХД полови у ХФ региону, јединој области гдје је он довољно јасан да би се праг шума могао измјерити са икаквом сигурношћу.

Приказ 10.18

Настајање нове врсте појачала: Класа А + C

Конвенционални појачавач снаге Класе Б се може готово одмах конвертовати на пусх-пулл класу А једноставно повећавајући напон поларизације да би се обезбједио неометан проток. Ово је једина стварна промјена кола, иако је наравно веће хлађење и појачања способности напајања енергијом потребно за практичну употребу. Потпуно исти принципи се примјењују на појачавач класе Г. Опис Класе Г као Класа Б + C одмах наводи да је једино потребна поларизација појачања да би се трансформисало у Класу А + C, и тиме настаје нови појачавач. Конфигурација појачавача комбинује одличну линеарност Класе А до нивоа преноса само са минорном деформацијом која сама настаје на вишим нивоима, као што је демонстрирано за Класу Б+C горе.Не постоји разлог зашто се појачавач не би могао конфигурисати као Тримодал Класе Г, тј. да се може ручно мијењати са Класе А на Класу Б. То би заиста била интересантна машина.

У приказу 10.19 покају се честице ТХД-а за такво А+C појачавач који ради на 20 W и 30 W при 8 Ω. На 20 W деформација је заиста ниска, не већа од обичног појачавача Класе А. На 30W појављују се прелазни кораци појачања, али ТХД остаје веома добро контролиса и не већи од дизајна Беспрекорне Класе Б. Неометани проток је подешен на 1,5 А.

Приказ 10.20 открива остатак ТХД-а током операција А + C. Нема апсолутно никаквих укрштених сметњи и до мањих насталих ометања долази на тако високим нивоима да ја заиста сматрам да је сигурно претпоставити да никада не могу бити звучни. Приказ 10.21 показује потпуно одсуство сметњи на остатку када овај нови тип појачавача ради испод преноса; даје чисту линераност Класе C. I на крају, Приказ 10.22 даје ТХД када појачавач користи пуних 50 W на 8 Ω; као и прије А + C ТХД честице је тешко разликовати од Класе Б, али постоји огромна предност, а то је да на нижим нивоима нема унакрсне деформације и нема критичне поларизације.

Приказ 10.19

Приказ 10.20

Приказ 10.21

Приказ 10.22

Треба имати на уму да било какво одступање од конвенционалне шеме потпуне компензације од 6 dB/октаве је одаљавање од безусловне стабилности.

Додавање двополне компензације

У Теорији контроле безусловна стабилност значи да повећање појачања отвореног лука изнад прага узрокује нестабилност, али систем је стабилан за све ниже вриједности. Условна стабилност значи да појачање у нижем луку може такође да буде нестабилно).

Условно стабилни појачавачи могу бити добри и стабилни у било којем разумном реактивном оптерећењу када нормално функционише, али тада показује расцијепљеност осцилација код повећања и смањења снаге или код спајања (цлиппинг). Разлог томе је да под овим условима се смањује појачање отвореног лука.

Деформације Класе Г се смањују нормалним феедбацк-ом доминантног пола готово исто као и унакрсна нелинераност, тј. не толико ефективно, јер настале сметње заузимају мали дио циклуса и стога се састоје од виших хармоника. Према томе, систем компензације који повећава фактор феедбацк-а на високим аудио фреквенцијама ће бити ефективан на сметњама прекидача, на исти начин као што су за унакрсну деформацију. Најједноставнији начин да се примјени двополна комензанција кола је приказан у Приказу 10.23.

Приказ 10.23

Резултати двополне компензације за Б + C су приказани у Приказу 10.24; уколико се упореди са Приказом 10.13 (нормално компензовано појачавач Б+ C) горе наведени пренос (30W) ТХД на 10 кХз је пао са 0,008% на 0.005%; под-пренос (20W) ТХД на 10 кХз је пао са 0.007% на 0.003%. Потребно је извршити поређење на 10 кХз или на приближној вриједности, да би се обезбједила довољност за мјерење.

Сада, уколико се упореди двополни појачавач Б + C са Приказом 10.19 (А+ C појачавачем) горе наведени пренос (30 W) ТХД на 10 кХз првог појачала је мањи на 0,005% у поређењу са 0,008%. Као што је прије демонстрирано, правилна употреба двополног компензатора вам може дати појачавач Класе Б којег је тешко разликовати од Класе А – барем док се не стави рука на хладњак.

Приказ 10.24

Будуће варијације Класе Г

На тај се начин исцрпљују могуће варијације које се могу користити на Класи Г. Нпр, није неопходно за спољње уређаје да функционишу синхронизовано са унутрашњим уређајима. Докле год се укључују на вријме, могу се гасити знатно касније без последица, осим у случајевима повећаног губитка енергије. Код тзв. Силабичке Класе Г, спољни уређаји се пале брзо, али је онда типично да остану укључени 100 мсец или приближно да би се спријечили застоји.С обзиром на добре резултате који се остварују правом Класом Г, ово се ипак не чини као обећавајућа рута за истраживање.

Са незаистављивим напретком мулти-каналних појачавача и појачаних суб-wоофер-а, Класа Г коначно долази на своје. Недавно се појавила у Теxас АДСЛ дривер ИЦ-у.

Литература

• Audio Power Amplifier Design Handbook 4th edition- Douglas Self,2006
• Amplifier Anatomy - Part 1-Patrick Quilter, Chief Technical Officer QSC Audio ,Feb. 20 1993